Außen mm - GPON OLT-Gruppe

Scientific Reports Band 13, Artikelnummer: 13945 (2023) Diesen Artikel zitieren

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Adaptive analoge Strahlformung ist eine Schlüsseltechnologie zur räumlichen Steuerung von Millimeterwellen-Funksignalen, die von Phased-Array-Antennen (PAAs) abgestrahlt werden. Dies ist von wesentlicher Bedeutung für die Maximierung der Kapazität künftiger Mobilfunknetze und die effiziente Nutzung knapper Frequenzen. Dagegen ist Intermediate Frequency-over-Fiber (IFoF) aufgrund seiner geringen Komplexität, hohen optischen Spektraleffizienz und geringen Latenz eine vielversprechende Technologie für den mobilen Fronthaul im Millimeterwellenbereich (mm-Welle). Die Kombination von IFoF und PAA ist der Schlüssel zur skalierbaren, zentralisierten, effizienten und zuverlässigen Implementierung der mm-Wellen-Mobilfunkkommunikation. Diese Arbeit stellt nach bestem Wissen der Autoren zum ersten Mal eine umfangreiche Outdoor-Messkampagne vor, bei der ein experimenteller drahtloser IFOF-mm-Wellen-Aufbau unter Verwendung von PAAs mit adaptiver Strahlformung auf der Sender- und Empfängerseite evaluiert wird. Die Konfiguration des Versuchsaufbaus entspricht den 5G-Standards und überträgt Signale drahtlos mit der 27-GHz-Zentralfrequenz im n258-Band. Die verwendeten PAAs bestehen aus 8 x 8 Patch-Antennenarrays, die eine Strahlsteuerung im Azimut- und Elevationswinkel ermöglichen. Darüber hinaus werden im Outdoor-Experiment verschiedene Endbenutzerstandorte, Antennenkonfigurationen und WLAN-Szenarien getestet, die eine hervorragende EVM-Leistung zeigen und eine 64-QAM-Übertragung über bis zu 165,5 m mit bis zu 1,88 Gbit/s erreichen. Die experimentellen Ergebnisse ermöglichen eine Optimierung des Versuchsaufbaus für verschiedene Szenarien und beweisen die Zuverlässigkeit des Systems unter verschiedenen drahtlosen Bedingungen. Darüber hinaus belegen die Ergebnisse dieser Arbeit die Machbarkeit und das Potenzial von IFoF in Kombination mit PAA als Teil der zukünftigen 5G/6G-Struktur.

Das dramatische Wachstum des mobilen Datenverkehrs in den letzten Jahren erfordert eine umfassende Modernisierung und Verbesserung der Netzwerkinfrastruktur, insbesondere durch das Aufkommen neuer Anwendungen und Dienste wie Augmented Reality (AR), Virtual Reality (VR) und 4K/8K-Videostreaming , autonomes Fahren, Industrie 4.0 und Internet der Dinge (IoT)1. Die fünfte Generation (5G) der Mobilfunknetze und ihr Nachfolger 6G zielen darauf ab, für solche Anwendungen eine angemessene Erlebnisqualität (QoE) und Servicequalität (QoS) bereitzustellen. Um dies zu erreichen, legen die 5G-Standards eine Reihe von Anforderungen in Bezug auf Latenz, Anzahl der angeschlossenen Geräte, Datenrate, Energieeffizienz, Mobilität und Kapazität fest2. Die Erhöhung der Datenrate ist eines der Hauptziele zukünftiger 5G/6G-Systeme. Um dies zu erreichen, ist es notwendig, sich in Richtung höherer Frequenzbänder zu bewegen. Optische drahtlose Kommunikation bietet eine enorme verfügbare Bandbreite, die genutzt werden kann. Optische drahtlose Kommunikation bietet jedoch eine geringe Zuverlässigkeit, kleine Abdeckungsbereiche und eine geringe Empfindlichkeit, sodass sie für mobile Outdoor-Szenarien ungeeignet ist3. Im Gegensatz dazu überwindet die drahtlose Kommunikation im Millimeterwellenbereich (mm-Welle) die Nachteile des optischen Ansatzes und ermöglicht die Nutzung erheblicher Mengen des verfügbaren Spektrums. Eine der größten Herausforderungen bei der drahtlosen mm-Wellen-Kommunikation ist die Leistungsbegrenzung aufgrund der erhöhten Freiraumpfaddämpfung (FSPL), der atmosphärischen Dämpfung und der Durchdringungsverluste4.

Beamforming ist eine Schlüsselmethode, um die Leistungseinschränkungen aufgrund des hohen Pfadverlusts bei der drahtlosen mm-Wellen-Kommunikation5 zu mildern und eine räumliche Kontrolle über das Signal zu ermöglichen, Interferenzen zu minimieren und eine verstärkte Wiederverwendung von Frequenzen zu ermöglichen. Während die digitale Strahlformung am häufigsten in Systemen mit geringer Bandbreite unter 7 GHz eingesetzt wird, erfordert sie eine vollständige HF-Kette, Analog-Digital-Wandler (ADCs) und Digital-Analog-Wandler (DACs) für jedes Antennenelement Hinsichtlich der Kosten, der Komplexität und des Stromverbrauchs lässt sich die Skalierbarkeit nur schlecht skalieren, insbesondere für MM-Wellen-Massive-Multiple-Input- und Multiple-Output-Anwendungen (MIMO)5, 6. Infolgedessen ermöglichen analoge und hybride Beamforming-Technologien den Einsatz der mm-Wellen-Mobilkommunikation auf effektive und skalierbare Weise, da sie die Anzahl der erforderlichen ADCs und DACs reduzieren. Insbesondere Phased-Array-Antennen (PAAs) sind eine der vielversprechendsten analogen Beamforming-Implementierungen und bieten schnelle und flexible Strahllenkungsmöglichkeiten7, 8.

Aus architektonischer Sicht erfordert die Implementierung von mm-Wellen-Zellen eine Reduzierung des Abdeckungsradius (\(\ca\) 200 m) im Vergleich zum aktuellen Sub-7-GHz-Netzwerk. Mit anderen Worten: Im Vergleich zu aktuellen Mobilfunknetzen ist die erwartete Anzahl von mm-Wellen-Zellen für zukünftige 5G/6G-Szenarien enorm9, 10. Im Vergleich zu klassischen verteilten Funkzugangsnetzen (RAN) ist das zentralisierte Funkzugangsnetz (C-RAN) ist aufgrund ihrer inhärenten Vorteile wie geringer Wartungsaufwand, zentralisierte Überwachung und reduzierter Energieverbrauch die bevorzugte Architektur, insbesondere für den mobilen Einsatz im mm-Wellenbereich11. C-RAN fügt der mobilen Infrastruktur ein neues Segment hinzu, das sogenannte Fronthaul, das das Central Office (CO) mit der Remote Antenna Unit (RAU) verbindet. Daher stellt Radio-over-Fiber (RoF) eine ideale Technologie dar, um die Daten im mobilen Fronthaul zu transportieren und zu verteilen und die Komplexität der entfernten Stationen zu reduzieren, was für den Einsatz der großen Anzahl erforderlicher Zellen von entscheidender Bedeutung ist12,13,14. Es gibt drei Haupttypen von RoF-Technologien15,16,17: mm-Wellen-Analogradio über Glasfaser (ARoF), Zwischenfrequenz-über-Glasfaser (IFoF) und digitales Radio-über-Glasfaser (DRoF). Tatsächlich werden die beiden ersten RoF-Technologien als ARoF bezeichnet, da sie analoge Signale über die Glasfaser transportieren. Aktuelle Fronthaul-Lösungen wie das Common Public Radio Interface (CPRI) und das Next Generation Fronthaul Interface (NGFI) nutzen DRoF. Es wird jedoch erwartet, dass der mobile Fronthaul zu einem Engpass wird, da er Schwierigkeiten hat, die enormen HF-Bandbreiten zu transportieren, die zur Unterstützung des Wachstums des mobilen Datenverkehrs erforderlich sind, und aufgrund der geringen spektralen Effizienz der DRoF-Fronthaul-Technologien. Andererseits ist ARoF aufgrund seiner hohen optischen Spektraleffizienz und möglicherweise der Einbeziehung von Strahlformung in den optischen Bereich eine geeignete Lösung zur Lösung des Fronthaul-Engpasses, wodurch die Bandbreite verbessert und der Strahlformer-Fußabdruck reduziert wird18, 19. Darüber hinaus steht es im Gegensatz zum DRoF-Ansatz ARoF-Lösungen ermöglichen eine erhebliche Reduzierung der Komplexität der RAU und verlagern die meisten Funktionalitäten auf das CO. Diese RAU-Funktion mit geringer Komplexität ist für die skalierbare und effiziente Bereitstellung einer großen Anzahl von mm-Wellen-Zellen für 5G/6G13 von entscheidender Bedeutung und reduziert gleichzeitig den Wartungsaufwand Kosten und Latenz11.

Allerdings kann es bei mm-Wellen-ARoF im Vergleich zu DRoF zu stärkeren Signalverschlechterungen aufgrund der nicht idealen Funktionalität der an RoF-Systemen beteiligten Komponenten und der kombinierten Faser (chromatische Dispersion, nichtlineare Verzerrungen) und des drahtlosen Kanals kommen16, 20. IFoF vermeidet dies Verwendung von optischer Überlagerung, d. h. der Schwebung zweier optischer Träger für die mm-Wellen-Erzeugung, und mögliche daraus resultierende Probleme mit Phasenrauschen und/oder Signal-Signal-Schwebung, wie sie bei mm-Wellen-ARoF-Systemen auftreten, unter Ausnutzung der Vorteile von analoger Glasfasertransport. Da IFoF auf den optischen Transport von mm-Wellen oder optische Heterodyne verzichtet, werden die optische Komplexität und die Bandbreitenanforderungen an optische Komponenten reduziert15, auf Kosten der erforderlichen mm-Wellen-Aufwärtskonvertierung und eines lokalen Oszillators am RAU-Standort, was die Komplexität, die Kosten und die Kosten erhöht. und Energieverbrauch. Tabelle 1 fasst die drei beschriebenen Fronthaul-Technologien im Hinblick auf die Signalverschlechterung in der Glasfaser und die Komplexität von CO und RAU zusammen. Bei Betrachtung von Tabelle 1 kann festgestellt werden, dass IFoF Zwischenfunktionen zwischen den mm-Wellen-ARoF- und DRoF-Lösungen bietet, eine geeignete Wahl für die Implementierung in vielen mobilen Szenarien ist17 und in Kombination mit PAA-basierter Strahlformung eine vielversprechende Lösung für zukünftige mm-Wellen-ARoF-Lösungen darstellt. Welle 5G/6G-Mobilfunknetze. Schließlich sollte Sigma-Delta-over-Fiber (SDoF), das eine geringere Systemkomplexität als DRoF und eine höhere Signalintegrität als ARoF-Technologien bietet, als mögliche RoF-Fronthaul-Technologie erwähnt werden. Im Gegensatz zu ARoF zeichnet sich SDoF durch ein Quantifizierungsrauschen aus, das die spektrale Effizienz in der optischen Faser verringert21.

Beamforming mit PAAs und IFOF lassen sich ideal kombinieren, um einige der Herausforderungen zu bewältigen, die mit der mm-Wellen-Mobilkommunikation verbunden sind5, 13, 22, wie z. B. Überlastung im Fronthaul aufgrund der höheren Datenraten und größeren Bandbreiten sowie niedrige Empfangsleistungen, insbesondere in Szenarien mit Sichtlinienblockade (LOS). In früheren Arbeiten wurde die IFOF-Technik ausführlich als 5G-Fronthaul-Lösung untersucht und ihre Effizienz für 28-GHz-mm-Wellen-Kommunikation17 und V-Band-Systeme validiert, die verschiedene Modulationsformate implementieren (Quadratur-Phasenumtastung (QPSK), Quadratur-Amplitudenmodulation ( QAM)) und PAA-basierte Strahllenkungstechniken23,24,25. Die Koexistenz des IFoF-Signals mit dem passiven optischen Netzwerkverkehr (PON) wurde erfolgreich in der Feldumgebung demonstriert und mithilfe von OFDM-Signalen (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) mit 16-QAM26 bewertet, während aus Sicht der Fronthaul-Kapazität IFoF experimentell eingesetzt wurde demonstrieren eine Gesamtkapazität von bis zu 24 Gbit/s über 7 km Glasfaser und 5 m V-Band-Verbindung27. Es wurde ein Outdoor-Experiment mit IFOF mit drahtloser 28-GHz-mm-Wellen-Übertragung und 16-QAM- und 64-QAM-Modulationsordnungen demonstriert28, wobei sich das Terminal 10 m und 1 km LOS vom verantwortlichen Remote Radio Head (RRH) entfernt befindet Strahlformung mit mehreren festen Strahlen. Dennoch gibt es nach bestem Wissen der Autoren in der Forschungsliteratur keine wissenschaftlichen Berichte über experimentelle mm-Wellen-Funk-IFoF-5G-Aufbauten mit PAA-basierter Strahllenkung, die in Outdoor-Szenarien evaluiert wurden. Tatsächlich konzentrierten sich die meisten bisherigen experimentellen optischen mm-Wellen-Fronthaul-Arbeiten auf Innenszenarien mit Feststrahlantennen. Somit zeichnet sich die vorgestellte Arbeit durch die Kombination von IFOF zusammen mit strahlsteuerbaren Antennen in einem Outdoor-Szenario aus. Insbesondere stellt dieses Manuskript eine experimentelle drahtlose IFOF-Testumgebung vor, die verschiedene Outdoor-Szenarien bei einer Mittenfrequenz von 27 GHz innerhalb der 5G-Bänder n257 und n258 realisiert2. Das vorgestellte Outdoor-Experiment wird auf einem Parkplatz durchgeführt und dient als Messkampagne zur Bewertung und Validierung von Fahrzeuganwendungen wie Fernfahren oder kooperative, vernetzte und automatisierte Mobilitätsdienste (CCAM)29. Im Versuchsaufbau werden auf der Sender- und Empfängerseite zwei PAA-Panels eingesetzt, die eine Strahllenkung ermöglichen. Darüber hinaus entspricht die Versuchskonfiguration den 5G-Standards und überträgt erfolgreich 64-QAM-OFDM-Signale mit einem Unterträgerabstand von 240 kHz2.

Der Rest dieses Manuskripts ist wie folgt aufgebaut: Der zweite Abschnitt beschreibt das Gesamtkonzept der verwendeten Architektur und die verschiedenen drahtlosen Szenarien, in denen die Übertragungsleistung analysiert wird; Im dritten Abschnitt werden die verwendeten PAA-Panels zusammen mit ihrer Charakterisierung besprochen, der Versuchsaufbau detailliert beschrieben und die Prozesse der digitalen Signalverarbeitung (DSP) erläutert, die zur Erzielung der Endergebnisse durchgeführt wurden. im vierten Abschnitt werden die experimentellen Ergebnisse präsentiert, analysiert und interpretiert; Der fünfte Abschnitt schließlich gibt abschließende Bemerkungen zum Beitrag der vorgestellten Arbeit.

Angesichts der Bedeutung der Hochgeschwindigkeitskommunikation in der Zukunft der Automobilindustrie wurde beschlossen, das Outdoor-Experiment auf dem Parkplatz des Flux-Gebäudes auf dem Campus der Technischen Universität Eindhoven durchzuführen. Dieser Standort bietet die Möglichkeit, einen erhöhten Sender auf dem Balkon im ersten Stock von Flux mit einem Empfänger an verschiedenen Standorten auf dem und um den Parkplatz herum aufzustellen, wie in Abb. 1 dargestellt. Der Standort besteht aus einer komplexen und dynamischen Umgebung, Dazu gehören Fußgänger, Fahrzeuge, Fahrräder, Vegetation und Gebäude während der Durchführung des Experiments. Es können sowohl LOS- als auch Non-Line-of-Sight-Bedingungen (NLOS) getestet werden, da festgestellt wurde, dass die angrenzenden Gebäude mit Glas-/Betonfassaden ausreichend starke und kohärente Reflexionen liefern30.

Standorte und Konfigurationen der verschiedenen drahtlosen Szenarien, die in der Outdoor-Messkampagne verwendet wurden: (a–c) 2D-Karten, die die verschiedenen Messstandorte mit ihren jeweiligen Antennenausrichtungen darstellen; (d) Foto des Senderwagens im ersten Stock des Flux-Gebäudes; (e–j) Fotos der verschiedenen Standorte des Endbenutzerwagens, an denen der Senderwagen zu sehen ist.

Sender und Empfänger sind auf Wagen platziert, wie in Abb. 1d–j zu sehen ist. Der Senderwagen enthält CO und RAU getrennt durch eine Glasfaserspule, während der Empfängerwagen die Endbenutzerausrüstung enthält. Der Sender bleibt während der gesamten Outdoor-Messkampagne an einem geografischen Standort; Allerdings wird die Sender-PAA manuell gedreht, um unterschiedliche Szenarien zu erreichen, wie in Abb. 1a–c zu sehen ist. Es ist zu beachten, dass die manuelle Drehung des Senders nur als erster Schritt für jedes Szenario erforderlich ist, da aufgrund der begrenzten Strahlsteuerungsfähigkeit der PAAs nicht alle Szenarien für eine einzelne Breitseitenposition möglich sind. Dies emuliert den Aufbau einer Basisstation, bei der mehrere PAAs erforderlich wären, um einen Bereich dieser Größe zu unterstützen oder eine vollständige 360°-Abdeckung zu erreichen. Ebenso wird der Empfängerwagen als erster Einrichtungsschritt für die verschiedenen Szenarien vor der Strahllenkungsphase manuell platziert und gedreht. Für den Rest jedes Szenarios bleiben alle Antennen stationär. Tabelle 2 gibt für alle Szenarien die manuellen Drehwinkel, Strahlsteuerwinkel und den jeweiligen Abstand zur Empfängerantenne an. Die Strahlrichtung und Reichweite des Senders werden durch die roten Kreissektoren angezeigt, während die des Empfängers durch die gelben Kreissektoren angezeigt werden. Die gestrichelten roten Linien zeigen die Strahlverfolgung des Hauptstrahlzentrums an den Enden des Scanbereichs des Senders PAA. Die durchgezogenen Linien in Abb. 1a – c zeigen die erwarteten LOS- und NLOS-Strahlenspuren.

In Abb. 1a,c wird die Strahllenkungsfähigkeit des Senders getestet. Aus der Raytracing-Analyse geht hervor, dass es sich hauptsächlich um reine Sichtfeld-Szenarien handelt. Aus Abb. 1a wird deutlich, dass die Strahlrichtung ganz links das angrenzende Gebäude verfehlt. Allerdings ist es möglich, dass eine Nebenkeule der Sendeantenne dazu führt, dass das Signal an Standort 1 (Standort 1) und möglicherweise auch Standort 2 empfangen wird. Standort 3 wird als Testpunkt für ein kombiniertes LOS- und NLOS-Szenario ausgewählt, z ist aus den Hauptspuren in Abb. 1b ersichtlich. Standort 3 stellt aufgrund der Lage der Baumstämme, wie in Abb. 1g dargestellt, auch einige zusätzliche Herausforderungen dar. Die durch die orangefarbene Linie in Abb. 1b dargestellte Strahlverfolgung zeigt an, dass LOS für die implementierten Strahlabtastwinkel von 22,5\(^\circ\) und \(-27,5^{\circ }\) in Sender- und Empfänger-PAAs erwartet wird. jeweils. Für den NLOS-Fall, dargestellt durch die durchgezogene rosa Linie, sollte die Sender-PAA auf -20,0\(^\circ\) und die Empfänger-PAA auf 20,0\(^\circ\) eingestellt werden. Für die Standorte 4 bis 6 wird erwartet, dass die Umgebung nur LOS-Szenarien liefert. Standort 5 liegt direkt neben der Straße De Zaale, an einem Fußgängerweg. Standort 6 testet die Leistung auf einer längeren Distanz von 165,5 m. Für alle Standorte und Messungen ist die PAA-Höhe des Senders auf -5\(^\circ\) und die Empfänger-PAA auf 5\(^\circ\) eingestellt. Daher wird für jedes Szenario nur ein Azimut-Scan durchgeführt.

In diesem Abschnitt werden das vorgestellte mm-Wellen-IFoF-Setup auf Geräte- und Systemebene und der zugehörige DSP erläutert. Zunächst wird die Konfiguration und Charakterisierung des PAA-Paares diskutiert, das zur Strahllenkung auf dem experimentellen Prüfstand eingesetzt wird. Zweitens wird das verwendete mm-Wellen-IFoF-Funkschema vorgestellt und erklärt, wobei die verwendeten Gerätekonfigurationen und die 5G-Einheiten hervorgehoben werden, die am Prüfstand beteiligt sind. Abschließend werden die wichtigsten Aspekte des verwendeten Sender- und Empfänger-DSP zusammen mit der verwendeten OFDM-Konfiguration gezeigt.

Bei den im Aufbau verwendeten PAAs handelt es sich um Antennenpanels von NXP Semiconductors, die 8 x 8 Arrays aus doppelt polarisierten kreisförmigen Patchantennen enthalten. Die Antennenelemente sind bei 26 GHz um eine halbe Wellenlänge voneinander entfernt, was 5,8 mm entspricht. Die Panels enthalten dual polarisierte Beamforming-ICs (MMW9014K31), die vier Kanäle pro Polarisation ansteuern können. Jeder Kanal enthält eine Sende- und eine Empfangskette. Jede Kette verfügt über einen 8-Bit-Verstärker mit variabler Verstärkung und einen 8-Bit-Phasenschieber, der eine Strahlsteuerung in die beabsichtigte Richtung und eine Manipulation der Strahlform ermöglicht. Der erreichbare Verstärkungsbereich beträgt ca. 30 dB, während der Phasenbereich zwischen 0 (^\circ) und 360 (^\circ) liegt. Das Array verfügt über zwei Ports, einen für die horizontale und einen für die vertikale Polarisation, die unabhängig voneinander betrieben werden können. Für eine optimale Leistung ist eine Kalibrierung des Arrays erforderlich. Bei der Array-Kalibrierung werden die Verstärkungs- und Phasenantworten jedes Kanals für jede Verstärkungs- und Phaseneinstellung gemessen und eine Karte der tatsächlichen Antwort für jede der 8-Bit-Gewichtungen erstellt.

Die oben erwähnte Array-Kalibrierung wird in einer schalltoten Kammer in einem Nahfeldaufbau durchgeführt, wobei eine Wellenleitersonde mit offenem Ende in einem Abstand von \(5\lambda\) vom Panel platziert wird. Für jeden Kanal wird die Sonde direkt vor das zugehörige Antennenelement bewegt und Verstärkung und Phase werden gewobbelt. Für jede Verstärkungs- und Phaseneinstellung und für jedes der 64 Elemente werden die Parameter \(S_{21}\) (im Sendemodus) oder \(S_{12}\) (im Empfangsmodus) gemessen. Die Karte wird dann durch Extrahieren der Verstärkung und Phase des gemessenen S-Parameters an einem einzelnen Frequenzpunkt erhalten. In diesem Setup ist nur der zu testende Kanal eingeschaltet, während die übrigen Kanäle deaktiviert sind. Dieser Prozess wird beschleunigt, indem nur 8 Verstärkungseinstellungen und 16 Phaseneinstellungen aus den \(256^2\) möglichen Kombinationen gemessen und die resultierende Karte interpoliert werden.

Mit den resultierenden Karten können einige Probleme mit der PAA behoben werden. Erstens unterscheiden sich die Verstärkungs- und Phasengänge der einzelnen Kanäle. Darüber hinaus kann eine Änderung der Phase auf einem Kanal zu einer unbeabsichtigten Änderung der Verstärkung auf diesem Kanal führen und umgekehrt. Diese Verstärkungs-Phasen-Kopplung kann behoben werden, indem die interpolierte Karte als Nachschlagetabelle verwendet und die Einstellung ausgewählt wird, die der beabsichtigten Reaktion am besten entspricht. Diese Methode wird auch verwendet, um die Phasenversätze zwischen den Kanälen zu beheben. Die Verstärkungsunterschiede können nur behoben werden, indem die leistungsstärksten Elemente auf ein niedrigeres Leistungsniveau skaliert werden, sodass alle Elemente die gleiche Menge an Leistung abstrahlen. Diese Leistungsskalierung verringert den Nebenkeulenpegel (SLL) auf Kosten der Verstärkung und der abgestrahlten Leistung. Um das Verbindungsbudget zu optimieren, werden die Elementleistungen nicht skaliert, was zu einem erhöhten SLL führt.

Unter Berücksichtigung dieser Kalibrierung werden die Phasen- und Verstärkungseinstellungen für die Sender- und Empfängerarrays bestimmt, um den Strahl zwischen \({\pm 35}{^\circ }\) im Azimut in 2,5\(^\circ\)-Schritten zu steuern und \({\pm 5}{^\circ }\) in der Höhe in \({5}{^\circ }\) Schritten. Diese Kalibrierung erfolgt im Standard-Phased-Array-Fall und für einen zusätzlichen Fall, bei dem eine 20-dB-Taylor-Verjüngung auf die Gewichte angewendet wird, was zu einer Reduzierung des SLL32 führt. Diese Fälle werden hinsichtlich der Fehlervektorgröße (EVM) und der Bitfehlerrate (BER) im Outdoor-Setup verglichen. Im Vergleich zur Standardkonfiguration kommt es im Low-SLL-Fall zu einer Verstärkungsreduzierung von etwa 4 dB sowohl für den Sender als auch für den Empfänger, was zu einer Reduzierung des Verbindungsbudgets um insgesamt 8 dB führt. Die mit der vorgestellten Methode erzeugten Strahlungsmuster und ihre entsprechenden Array-Einstellungen sind in Abb. 2a, b für den Standardfall und in Abb. 2d, e für den Fall mit niedrigem SLL dargestellt. Die Muster für Abb. 2a,d sind auf die maximale Verstärkung normiert, in diesem Fall in der Hauptstrahlrichtung. Hier wird ein Beispiel für den Senderfall gezeigt, der in Richtung -30\(^\circ\) im Azimut und \(0^\circ\) in der Elevation scannt. Im Empfängerfall sind die Muster ähnlich. In Abb. 2c sind die azimutalen Schnitte der Senderstrahlungsmuster im Standard- und Low-SLL-Fall beim Scannen von -30\(^\circ\) bis 30\(^\circ\) im Azimut dargestellt. Die verschiedenen Strahlen in Abb. 2(c) sind auf den maximalen Gewinn an der Breitseite normiert. Betrachtet man Abb. 2c, kann man feststellen, dass die Strahlbreite für den Fall mit niedrigem SLL um 1,1\(^\circ\) bzw. 1,4\(^\circ\) für Senden und Empfangen erhöht wird, während der SLL um verringert wird 5,1 dB bzw. 5,0 dB für Senden und Empfangen. In Abb. 2f ist die Verstärkungsreduzierung beim Scannen im Vergleich zu den Mittelstrahlen bei 0\(^\circ\) für die Sender- und Empfängerpanels sowie für Standard- und Low-SLL-Fälle dargestellt.

Gemessene Strahlungsmuster im Standardfall beim Scannen auf \({-30}{^\circ }\) im Azimut, normiert auf die Spitzenamplitude in (a) und die zur Anregung des Arrays verwendeten Verstärkungseinstellungen in (b). In (d) ist das Muster dargestellt, wenn ein zusätzlicher Taylor-Taper angewendet wird, und die entsprechenden Verstärkungseinstellungen sind in (e) dargestellt. In (c) werden Beispiele der Strahlformen für das Senderpanel unter Verwendung des Standard- und Taylor-Taper-Falls gezeigt. In (f) ist die Scanverstärkung für alle gemessenen Scanwinkel dargestellt, normiert auf den Mittelstrahl jeder Situation.

Der über die gemessenen Strahlen gemittelte Spitzen-SLL für die beiden getesteten Konfigurationen sowie der höchste Scanverlust im Vergleich zu den Mittelstrahlen bei 0\(^\circ\) sind in Tabelle 3 angegeben. Der Scanverlust, wie in gezeigt Abb. 2f ist bei der normalen Konfiguration beim Senden 0,39 dB höher als beim Empfang, während sich dieser Unterschied mit Taylor-Taper auf 0,35 dB verringert. Der Taylor-Taper reduziert den SLL um 5,0 dB auf 5,1 dB und erhöht die Strahlbreite mit halber Leistung (HPBW) um 1,1\(^\circ\) in Senderichtung bzw. 1,4\(^\circ\) in Empfangsrichtung. Der SLL im Sender-PAA ist nahezu derselbe wie im Empfänger-PAA und auch die Strahlbreiten sind gleichwertig. Durch die Verwendung der Friis-Übertragungsgleichung und die Messung der Kabelverluste der reflexionsarmen Kammer ist es möglich, den gesamten integrierten Gewinn des Panels für jede Situation zu berechnen. Die integrierte Verstärkung ist hier die Gesamtverstärkung des PAA einschließlich der gesamten in der Baugruppe enthaltenen HF-Elektronik, d. h. Array-Verstärkung, Patch-Verstärkung, Aufteilungsverluste, Strahlformung und Richtungsumschaltung sowie Verstärkung. Diese Ergebnisse sind auch in Tabelle 3 aufgeführt. Es ist wichtig zu beachten, dass die integrierte Verstärkung und die Strahlungsleistung von der Array-Kalibrierungsmethode abhängen. Der Verstärkungsunterschied der gesamten PAA-Baugruppe beim Empfang und Senden beträgt 2 dB. Im Allgemeinen funktionieren die Sender- und Empfängermodus-Arrays ähnlich und ihre Strahlungsmuster sind gleichwertig.

Abbildung 3a zeigt den vorgeschlagenen drahtlosen IFOF-Aufbau für die mm-Wellen-5G/6G-Kommunikation. Wie man sehen kann, ist das Schema des Versuchsaufbaus in drei verschiedene Segmente unterteilt, die den verschiedenen Einheiten des 5G/6G-Systems33 entsprechen: CO, RAU und Endbenutzer. Die CO-Funktion besteht aus der Basisbandverarbeitung sowie der Erzeugung und Vorbereitung des Datensignals für den optischen IFOF-Fronthaul-Transport. Um dies zu erreichen, emittiert ein DFB-Laser (Distributed-Feedback-Laser) (durchstimmbarer CoBrite-DX1-Laser von ID Photonics) einen optischen Träger bei 1550 nm mit einer Ausgangsleistung von 16 dBm. Der optische Träger wird dann verwendet, um das elektrische Datensignal mithilfe eines Avanex Mach-Zehnder-Modulators (MZM) (Teilenr.: 792 000220) in den optischen Bereich umzuwandeln. Für eine ordnungsgemäße optische Datenmodulation ist das MZM im Quadraturpunkt voreingenommen. Das elektrische Datensignal, das in das MZM eingespeist wird, wird mit einem 6,4 GSa/s Arbitrary Waveform Generator (AWG) erzeugt. Das Evaluierungskit Zynq UltraScale+ RFSoC ZCU111 wird in diesem Experiment als AWG verwendet. Die Aufwärtskonvertierung der Zwischenfrequenz (ZF) des Basisband-Datensignals wird digital im DSP bei 2 GHz durchgeführt und neben dem DSP detailliert beschrieben. Nach der optischen Datenmodulation wird das resultierende optische ZF-Datensignal durch eine 5 km lange Standard-Single-Mode-Faser (SSMF) gesendet, die den Abstand zwischen CO und RAU emuliert.

Experimenteller drahtloser IFoF-Aufbau für mm-Wellen-5G/6G-Kommunikation mit einem einzelnen RAU und Endbenutzer: (a) schematischer Aufbau des Aufbaus (nur Downlink); (b) Diagramme der Signalspektren an verschiedenen Punkten des Versuchsaufbaus. CO: Zentrale, RAU: Remote-Antenneneinheit, DSP: digitale Signalverarbeitung, AWG: Arbiträrer Wellenformgenerator, PMF: polarisationserhaltende Faser, MZM: Mach-Zehnder-Modulator, SSFM: Standard-Singlemode-Faser, PD: Fotodiode, VSG: Vektorsignalgenerator, BPF: Bandpassfilter, OSC: Oszilloskop.

Am RAU wird das optische Signal am Ausgang des SSMF von einer Fotodiode (PD) von Optilab (P/N: 4323-PD-40-C-DC-ND) erfasst und erzeugt ein elektrisches Bandpasssignal bei 2 GHz. Das resultierende elektrische Signal wird auf eine Mittenfrequenz von 27 GHz hochkonvertiert. Für diese mm-Wellen-Aufwärtswandlung werden ein Vektorsignalgenerator (VSG) und das Evaluierungsboard ADMV1013 von Analog Devices verwendet. Die ADMV1013-Karte integriert einen lokalen Oszillator (LO)-Vervierfacher, einen HF-Mischer und eine Verstärkung, die durch spannungsvariable Abschwächer (VVAs) gesteuert wird. Daher werden die Frequenzanforderungen des VSG aufgrund der Verwendung des Trägervervierfachers reduziert. Genauer gesagt erzeugt der VSG eine Sinuskurve von 6,25 GHz. Da der ZF-Modus die ausgewählte Konfiguration auf der ADMV1013-Karte ist, ist das hochkonvertierte elektrische Signal ein Doppelseitenbandsignal (DSB) mit einem Träger bei 25 GHz (siehe Spektrum in Abb. 3b1). Darüber hinaus wird in der verwendeten ADMV1013-Konfiguration die maximale VVA-Verstärkung eingestellt. Um das Ausgangssignal für die drahtlose Übertragung aufzubereiten, wird ein Bandpassfilter (BPF) mit einer Mittenfrequenz von 27 GHz, ca. 600 MHz Bandbreite und ausreichender Unterdrückung unerwünschter und bandexterner Komponenten34 verwendet. Das Spektrum des nach diesem Filtervorgang erhaltenen Signals ist in Abb. 3b2 dargestellt. Anschließend wird das gefilterte Signal in das PAA-Panel des Senders eingespeist, wo Aufteilungs-, Verstärkungs- und Phasenverschiebungsprozesse zur Sendestrahlformung durchgeführt werden. Schließlich wird das resultierende mm-Wellen-Signal drahtlos mit 27 GHz innerhalb der 5G-Bänder n257 und n258 übertragen.

Nach der drahtlosen Übertragung empfängt das PAA-Panel des Endbenutzers das Signal und anschließend werden Phasenverschiebungs-, Verstärkungs- und Kombinationsverfahren für die Strahlformung des Empfangs durchgeführt. Das Spektrum des Signals am Ausgang des Empfängers PAA ist in Abb. 3b3 zu sehen. Nach der Endbenutzer-PAA wird das mm-Wellen-Signal mithilfe der Evaluierungsplatine ADMV1014 von Analog Devices auf eine zweite ZF bei 1,5 GHz herunterkonvertiert. Auf der ADMV1014-Karte sind ein Trägervervierfacher, ein HF-Mischer und HF-Verstärker integriert. Hierbei handelt es sich um das komplementäre Abwärtskonvertierungsmodell zur im RAU verwendeten ADMV1013-Karte. Darüber hinaus ist für dieses Downconversion-Verfahren ein zweiter, unabhängiger VSG erforderlich, der einen LO bei 6,375 GHz erzeugt. Im vorgestellten Experiment werden zwei N5183B MXG-Module für die Sender- und Empfänger-VSGs verwendet. Abschließend wird das resultierende ZF-Signal abgetastet und von einem Oszilloskop mit einer Abtastrate von 10 GSa/s erfasst. Als Oszilloskop kommt das Lecroy WavePro 725Zi zum Einsatz.

Es ist wichtig darauf hinzuweisen, dass die Signalbandbreite des Demonstrationssystems hauptsächlich durch das verfügbare Spektrum und den Filter am Sender (600-MHz-Bandbreite) begrenzt ist, der erforderlich ist, um innerhalb der Emissionsgrenzen zu bleiben, während der Rest des Systems wesentlich größere Bandbreiten unterstützen würde. Die PAAs unterstützen Signale zwischen 24,0 GHz und 27,5 GHz, also bis zu 3,5 GHz Bandbreite, während die Module ADMV1014 und ADMV1013 Signale mit Bandbreiten bis zu 5,2 GHz bei ZF-Frequenzen zwischen 0,8 GHz und 6,0 GHz unterstützen. Schließlich würde das optische IFoF-Subsystem wesentlich größere Bandbreiten und höhere ZF-Frequenzen unterstützen.

Für alle in dieser Arbeit durchgeführten Messungen wird die gleiche OFDM-Konfiguration verwendet. Diese OFDM-Konfiguration entspricht den 5G-Standards und sieht wie folgt aus2: 14 OFDM-Symbole pro Steckplatz; 12 Unterträger pro Ressourcenblock (RB); 240 kHz Unterträgerabstand; Jedes OFDM-Symbol enthält 2048 Unterträger, von denen 416 Null sind, was zu einer Gesamtbandbreite von 391,68 MHz führt. ein dediziertes OFDM-Symbol pro Slot für die Kanalschätzung, wobei alle aktiven Unterträger als Demodulationsreferenzsignale (DM-RSs) dienen; ein Unterträger des Phasenverfolgungsreferenzsignals (PT-RS) alle 8 RB zur Kompensation des Phasenrauschens35; \({0.2976}{\mu }{s}\) des zyklischen Präfixes (CP); und 64-QAM als Modulationsreihenfolge auf den Datenunterträgern. Mit diesen Parametern beträgt die spektrale Effizienz des OFDM-Signals \(0,86{\log }_{2}(M)\) \(\hbox {bit/s/Hz}\), wobei M die Modulationsordnung angibt. Somit beträgt der endgültige Durchsatz 2015,5 Mbit/s für 64-QAM-Datenmodulation und 391,68 MHz Bandbreite.

Das auf der Senderseite verwendete DSP-Blockdiagramm ist auf der linken Seite von Abb. 4 dargestellt. Die resultierenden Signale dieses DSP-Prozesses werden vom AWG des RAU generiert (siehe Abb. 3a). Zunächst werden im Blockdiagramm des DSP-Senders die Eingangsbits auf 64-QAM-Symbole abgebildet. Die resultierenden 64-QAM-Symbole beziehen sich auf die Datenunterträger. Später werden unter Berücksichtigung der im vorherigen Absatz erläuterten OFDM-Konfiguration Null-, PT-RS- und DM-RS-Unterträger eingefügt. Nach dieser Unterträgereinfügung wird eine inverse diskrete Fourier-Transformation (IDFT) durchgeführt, die vom Frequenz- in den Zeitbereich übergeht. Anschließend wird der CP zu jedem OFDM-Symbol hinzugefügt. Alle oben genannten DSP-Blöcke bilden den OFDM-Sender. Außerdem wird am Anfang des 5G-Slot-Frames eine Präambel zur Feinsynchronisation auf der Empfängerseite hinzugefügt. Anschließend werden die Real- und Imaginärteile der OFDM-Signale getrennt und für eine 2-GHz-ZF-Aufwärtskonvertierung im digitalen Bereich hochgetastet. Dadurch wird ein OFDM-Bandpasssignal mit einer ZF von 2 GHz erzeugt.

DSP-Blockdiagramme für Sender- (links) und Empfängerseite (rechts).

Andererseits entspricht das Blockdiagramm rechts in Abb. 4 den DSP-Prozessen, die auf der Empfängerseite durchgeführt werden, um das vom Oszilloskop erfasste Signal ordnungsgemäß zu demodulieren. Das empfangene Signal wird mit einem digitalen BPF gefiltert, wodurch unerwünschte Frequenzanteile unterdrückt werden. Anschließend wird ein ZF-Demodulationsverfahren durchgeführt, das das Signal in das Basisband verschiebt. Das erhaltene Basisbandsignal wird heruntergesampelt. Mithilfe der zuvor auf der Senderseite eingefügten Präambel wird eine Feinsynchronisierung durchgeführt, um die Startzeit des empfangenen Signals zu ermitteln. Anschließend wird eine grobe Trägerfrequenz-Offset-Kompensation (CFO) durchgeführt, um die Frequenzdrift einiger am Versuchsaufbau beteiligter Geräte wie VSGs und AWG zu korrigieren. An diesem Punkt beginnt der OFDM-Empfängerblock mit dem Entfernen des CP. Für eine genauere CFO-Kompensation wird die fortschrittliche LI-CPE-Methode36 verwendet, die die eingefügten PT-RS-Symbole nutzt. Darüber hinaus ermöglicht diese LI-CPE-Methode eine effiziente Minderung des gemeinsamen Phasenfehlers (CPE), der durch das Phasenrauschen verursacht wird, das alle Unterträger jedes OFDM-Symbols gleichermaßen betrifft36. Nach der LI-CPE-Methode wird eine Kanalschätzung des mittleren quadratischen Fehlers (MSE) unter Verwendung des in jedem Slot enthaltenen DM-RS OFDM-Symbols durchgeführt37. Somit wird die MSE-Erkennung verwendet, um den Kanal auf den Datenunterträgern zu kompensieren. Schließlich wird ein 64-QAM-Demodulator eingesetzt, um die Bits aus den verarbeiteten Datenunterträgern zu extrahieren.

Experimentelle 2D-EVM-Kartenergebnisse, die durch die Realisierung eines doppelten Sweeps in den Azimutstrahlwinkeln von Sender und Empfänger für verschiedene Endbenutzerstandorte und Systemkonfigurationen erhalten wurden: (a) Standort 1 mit Standard-SLL-Konfiguration im pPAA; (b) Standort 1 mit Low-SLL-Konfiguration; (c) Standort 2 mit Standard-SLL; (d) Standort 3 mit Standard-SLL, der die LOS- und NLOS-Übertragung veranschaulicht; (e)–(h) entsprechende Konstellationsdiagramme der minimalen EVM-Punkte in den Ergebnissen aus (a)–(d).

In diesem Abschnitt werden die Ergebnisse der Outdoor-Messkampagne mit dem drahtlosen IFOF-Versuchsaufbau aus Abb. 3a vorgestellt und erläutert. Es ist wichtig zu erwähnen, dass alle Ergebnisse unter Verwendung derselben DSP-, OFDM- und Gerätekonfigurationen erfasst werden, die im vorherigen Abschnitt angegeben wurden. Darüber hinaus wurden alle Messungen in diesem Manuskript mit den gleichen PAA-Höheneinstellungen durchgeführt: -5\(^\circ\) und 5\(^\circ\) Höhenwinkel auf der Sender- bzw. Empfängerseite. Auf diese Weise können die Ergebnisse der verschiedenen Messorte fair verglichen und überprüft werden. Darüber hinaus werden die in diesem Manuskript dargestellten EVM-Ergebnisse durch die Berechnung des Mittelwerts aus den einzelnen EVM-Werten von 20995 64-QAM-Symbolen abgeleitet (siehe die Gleichung von Anhang F.2 in2).

Abbildung 5 zeigt die Ergebnisse der Messungen von den Standorten 1 bis 3 von Abb. 1e – g in Bezug auf EVM (Abb. 5a – d) und entsprechende Konstellationsdiagramme (Abb. 5e – h). Diese werden durch Verarbeiten der Endbenutzer-Oszilloskopspuren mit dem Empfänger-DSP-Verfahren von Abb. 4 erhalten. Die EVM-Konturkarten von Abb. 5a–d werden durch die Realisierung einer doppelten Abtastung der Strahlazimutwinkel der Sender- und Empfänger-PAAs erhalten. Mit anderen Worten: Die X-Achse gibt den Azimutwinkel des Senderstrahls an, während die Y-Achse dem des Empfängers entspricht. Für beide Antennen beträgt der Bereich des Abstrahlwinkels \(-35 ^{\circ }\) bis 35\(^\circ\). Darüber hinaus gibt die Farbe dieser Diagramme die EVM für die verarbeiteten 64-QAM-Datensymbole am Eingang des QAM-Demodulators an. Kühlere Farben bedeuten einen niedrigeren EVM; Im Gegensatz dazu weisen wärmere Farben auf höhere EVM-Werte hin, während eine leuchtend gelbe Farbe auf einen EVM von 100 % oder mehr hinweist.

Die Ergebnisse von Abb. 5a,b beziehen sich auf denselben Ort. In diesen Ergebnissen ist jedoch die auf Sender- und Empfängerseite verwendete Strahlformungskonfiguration unterschiedlich: Die EVM-Werte von Abb. 5a werden mit der Standard-SLL-Konfiguration erhalten, während Abb. 5b mit der niedrigen SLL-Einstellung erhalten wird. Die übrigen Ergebnisse in diesem Abschnitt beziehen sich auf Messungen mit Standard-SLL-Antennenkonfigurationen. Darüber hinaus sind auf der rechten Seite von Abb. 5 Inphase- und Quadraturkonstellationen (IQ) der verarbeiteten 64-QAM-Symbole dargestellt. Diese IQ-Konstellationen beziehen sich auf die minimalen EVM-Punkte der Diagramme in Abb. 5a – d, wobei der EVM-Wert oben in der Konstellation angezeigt wird. Es ist erwähnenswert, dass Abb. 5a–c einen Strahlwinkelschritt von 2,5\(^\circ\) haben, während für die EVM-Ergebnisse von Abb. 5d ein Strahlwinkelschritt von 5\(^\circ\) verwendet wird.

Betrachtet man Abb. 5a, kann man erkennen, dass die minimale EVM-Fläche den Hauptkeulen der PAA-Strahlen des Senders und Empfängers entspricht. Daher sollte die Oberfläche dieses Bereichs proportional zur Strahlbreite der verwendeten PAAs sein. Mit anderen Worten, die Breite und Höhe dieses Bereichs sind proportional zu den Strahlbreiten der Sender- bzw. Empfänger-PAAs. Darüber hinaus fallen bei der Betrachtung von Abb. 5a weitere Bereiche mit niedrigem EVM auf. Diese EVM-Spots weisen höhere EVM-Werte auf und stehen im Zusammenhang mit den SLLs der verwendeten PAA-Panels. Um die durch Nebenkeulen verursachten Interferenzen für ein Mehrbenutzerszenario zu reduzieren, wird in beiden Antennen an Position 1 in Abb. 1e eine niedrige SLL-Konfiguration eingestellt, wodurch die EVM-Ergebnisse von Abb. 5b erhalten werden. Beim Vergleich von Abb. 5a, b ist ersichtlich, dass die blauen EVM-Bereiche im Zusammenhang mit den SLLs in Abb. 5b weniger intensiv sind als in Abb. 5a. Diese SLL-Reduktion tritt hauptsächlich auf der Winkelachse der Senderantenne auf, während durch SLLs verursachte sekundäre blaue EVM-Flecken weiterhin auf der Winkelachse der Empfängerantenne verbleiben. Nichtsdestotrotz führt diese Interferenzreduzierung bei Verwendung der Low-SLL-Konfiguration zu einer Verringerung der maximalen Empfangsleistung von ca. 8 dB und somit ist die minimale EVM in Abb. 5a niedriger als in Abb. 5b (Konstellationsdiagramme für diese beiden). Die Messungen sind in Abb. 5e,f dargestellt. Daher gibt es einen Kompromiss zwischen der SLL-Reduzierung zur Vermeidung von Störungen anderer Benutzer und der Leistung einzelner Benutzer.

Die Ergebnisse in Abb. 5c entsprechen den Messungen an Standort 2 (Abb. 1f). Für diesen Standort bleibt die Breitseitenrichtung der Sender-PAA die gleiche wie für Standort 1, während die Breitseitenrichtung der Empfänger-PAA immer noch auf den Sender zeigt, obwohl sich der Empfängerstandort im Vergleich zu Standort 1 geändert hat. Der Empfänger für Standort 2 ist verschoben zu einem Versatz von 15\(^\circ\) in Bezug auf diese Sende-Breitseitenrichtung (siehe Tabelle 2), daher die Verschiebung des Maximalpunkts entlang der x-Achse in Abb. 5c. Ansonsten sind die Ergebnisse für die Standorte 1 und 2 ähnlich.

Andererseits zeigt Abb. 5d die EVM-Ergebnisse der Messungen, die an Ort 3 von Abb. 1b durchgeführt wurden. Der Hauptzweck dieser Messungen besteht darin, die LOS- und NLOS-Kommunikation am selben Endbenutzerstandort quantitativ zu vergleichen. Wie in Abb. 1b und Tabelle 2 dargestellt, wird für dieses Szenario ein NLOS-Empfang bei Sende- und Empfangsstrahlwinkeln von -20\(^\circ\) bzw. 20\(^\circ\) erwartet, da es sich sowohl um Sender- als auch um Empfänger-PAAs handelt werden für die Ersteinrichtung vor Beginn der Strahlsteuerung manuell gedreht. Abbildung 5d zeigt blaue EVM-Flecken in Bezug auf LOS- und NLOS-Links. Es ist offensichtlich, dass die EVM-Werte für die NLOS-Kommunikation höher sind als im LOS-Fall: 20,4 % des minimalen EVM für die NLOS-Verbindung und 8,7 % für den LOS-Fall. Diese EVM-Werte deuten darauf hin, dass die LOS-Verbindung in diesem drahtlosen Szenario von Standort 3 eine 64-QAM-Modulation zulässt, während die NLOS-Verbindungsbedingungen nur für QPSK als Modulation für die Datenunterträger geeignet sind. Diese Ergebnisse beweisen experimentell, dass NLOS-Kommunikation durch ordnungsgemäßes Scannen des drahtlosen Szenarios mit den von den verwendeten PAAs bereitgestellten Strahlsteuerungsfunktionen gefunden werden kann. Diese NLOS-Verbindung kann im Falle einer Blockierung der LOS-Kommunikation als sekundärer Kanal verwendet werden, um die Robustheit des mm-Wellen-Mobilsystems durch die Anwendung von Algorithmen wie Strahlumschaltung38 zu stärken oder die Leistung durch die gemeinsame Verarbeitung von LOS und NLOS zu verbessern . In Abb. 5d gibt es auch Bereiche mit niedrigem EVM, die durch die SLLs der verwendeten PAAs verursacht werden. Darüber hinaus betragen die Sender- und Empfängerantennenwinkel in Bezug auf den minimalen EVM-Wert des NLOS -15\(^\circ\) bzw. 25\(^\circ\). Unter Berücksichtigung der Scanauflösung und möglicher manueller Ausrichtungsfehler während der Einrichtung im Freien stimmt das EVM-Ergebnis mit den NLOS-Verbindungswinkeln überein, die im drahtlosen Szenario berücksichtigt wurden (Abb. 1b, Tabelle 2).

Abbildung 6 zeigt die Ergebnisse der Messungen der Standorte 1, 4, 5 und 6 (siehe Abbildung 1). An diesen Standorten zeigen die Breitseitenstrahlen der Sender- und Empfänger-PAAs aufeinander, daher wird nur ein kleiner Winkelschwenk auf beiden PAAs durchgeführt. Das Ziel von Abb. 6 besteht darin, die Leistung des IFOF-Funkaufbaus in Bezug auf die Entfernung darzustellen. Zu diesem Zweck zeigt Abb. 6a 2D-EVM-Farbkarten, die sich auf die oben genannten Standorte beziehen. In diesem Fall beträgt der Abtastbereich der Strahlwinkel der Sender- und Empfängerantenne -5\(^\circ\) bis 5\(^\circ\), in Schritten von 2,5\(^\circ\). Darüber hinaus sind in Abb. 6b die BER-Ergebnisse als Funktion der Entfernung für jeden Standort dargestellt, mit einer linearen Interpolation zwischen den gemessenen Datenpunkten. In diesem BER-Diagramm stellen die durchgehenden blauen Linien den Minimalwert der komplementären BER-Diagramme von Abb. 6a dar, während sich die gepunkteten orangefarbenen Linien auf den Durchschnitt aller BER-Werte beziehen. Bei der Betrachtung von Abb. 6b fällt auf, dass Standort 4 die geringste Lücke zwischen den durchschnittlichen und minimalen BER-Ergebnissen aufweist. Diese Lücke hängt mit den Auswirkungen der Antennenfehlausrichtung zusammen, die bei der Kommunikation auftreten kann. Dadurch ist Standort 4 robuster gegenüber Antennenfehlausrichtungen als Standort 1, da die durchschnittlichen BER-Werte niedriger sind. Der Grund für dieses Phänomen könnte darin liegen, dass im drahtlosen Szenario von Standort 4 weniger Hindernisse vorhanden sind. Die Auswirkungen der Antennenfehlausrichtung können anhand der Karten in Abb. 5 abgeschätzt werden, indem ein bestimmter Antennenwinkel beim Senden oder Empfangen festgelegt und die EVM-Abweichung berechnet wird in Bezug auf den minimalen EVM-Wert für die Abweichung des entgegengesetzten Winkels. Somit kann die Offset-Empfindlichkeit des Antennenwinkels im Vergleich zum idealen Ausrichtungswinkel extrahiert werden. Daraus lässt sich schließen, dass die Standorte 5 und 6 unter stärkeren Auswirkungen der Antennenfehlausrichtung in Bezug auf EVM leiden und EVM-Auswirkungen von ca. 1 % und mehr festgestellt werden bis 5 % für Offsets von 2,5\(^\circ\) bzw. 5,0\(^\circ\). Außerdem ist es wichtig zu beachten, dass die BER-Ergebnisse von Standort 6 niedriger sind als von Standort 5, obwohl die Verbindungsentfernung im Fall von Standort 6 größer ist. Eine der möglichen Ursachen für diesen Rückgang der BER bei größeren Kommunikationsentfernungen ist, dass der Einfluss des vom Boden reflektierten Strahls bei diesen Entfernungen stärker ist39.

Abbildung 6c zeigt die theoretischen Werte der drahtlosen Kanalverstärkung (WCG) der getesteten drahtlosen Szenarien unter Berücksichtigung der Einstrahl- (Friis-Übertragungsgleichung) und Zweistrahl-Bodenreflexionsmodelle. Beide Modelle gehen von einer Trägerfrequenz von 27 GHz aus. Die Zweistrahl-Bodenreflexionsmodellkurve von Abb. 6c wird unter der Annahme einer perfekten Bodenreflexion (\(\Gamma =1\))39 erhalten. Die übrigen Parameter sind wie folgt: Die Sender- und Empfängerhöhen (\(h_{tx}\) und \(h_{rx}\)) betragen 6 m bzw. 1,5 m. Darüber hinaus sind in Abb. 6c auch die WCG-Werte des Zweistrahl-Bodenmodells für die Entfernungen der Standorte 1, 4, 5 und 6 angegeben. Wie man sehen kann, nimmt der tatsächliche WCG im Allgemeinen mit zunehmender Entfernung ab, aber aufgrund der Periodizität des Schwundmusters ist dies nicht einheitlich und bei kürzeren Entfernungen können höhere Verluste beobachtet werden, was möglicherweise die höhere BER am Standort 5 im Vergleich zum Standort erklärt 6.

Experimentelle Ergebnisse in Bezug auf die Entfernung: (a) 2D-EVM-Kartenergebnisse für verschiedene Standorte, wobei die x-Achse und die y-Achse die Abstrahlwinkel der Sender- bzw. Empfängerantenne sind; (b) BER als Funktion der Entfernung; (c) WCG als Funktion der Entfernung unter Verwendung verschiedener Strahlenmodelle, wobei auch die Entfernungen der zu testenden Orte dargestellt werden.

Schließlich zeigt Tabelle 4 die minimalen BER/EVM-Ergebnisse für jede Messung, die mit dem vorgestellten drahtlosen IFOF-Versuchsaufbau durchgeführt wurde. Die Azimutwinkel des Sender- und Empfängerantennenstrahls (\(\alpha _{tx}\) und \(\alpha _{rx}\)) in Bezug auf diese BER/EVM-Werte sind ebenfalls in Tabelle 4 dargestellt. Alle diese Winkelwerte sind nahe bei 0\(^\circ\), mit Ausnahme der Ergebnisse der Standorte 2 und 3, da in diesen Szenarien die Breitseitenstrahlen der PAAs nicht ausgerichtet sind (siehe Abb. 1a,b und Tabelle 2). Darüber hinaus gibt Tabelle 4 den minimalen OH-Prozentsatz für einen FEC40 an, der nach der FEC-Verarbeitung eine endgültige BER von \({1\times {10}^{-9}}\) ermöglicht. Daher betragen die Durchsatzwerte unter Berücksichtigung des im vorherigen Abschnitt berechneten Durchsatzwerts unter Berücksichtigung von FEC 1,88 Gbit/s und 1,61 Gbit/s für 7 % bzw. 25 % der OH-FEC. Es ist wichtig zu erwähnen, dass ein endgültiger BER-Wert von \({1\times {10}^{-9}}\) einen BLER unter \({1\times {10}^{-5}}\) für ermöglicht die maximale 5G-Codeblockgröße (8448 Bits) und erfüllt damit die anspruchsvollste 5G-BLER-Anforderung von \({1\times {10}^{-3}}\) von BLER für extrem zuverlässige Kommunikationsszenarien mit geringer Latenz (URLLC)41 .

Zunächst wird in diesem Manuskript die Relevanz der ARoF-Technologie als Schlüsseltechnologie für den zukünftigen mm-Wellen-5G/6G-Fronthaul hervorgehoben, wobei IFOF aufgrund seiner attraktiven Vorteile ein potenzieller Kandidat ist. Auch die auf PAA basierende Strahlsteuerung wird als wesentliche Lösung für die Ermöglichung der mm-Wellen-Mobilfunkkommunikation hervorgehoben. Ein experimenteller IFOF-Fronthaul-Aufbau für die drahtlose Übertragung im Millimeterwellenbereich wird vorgestellt und ausführlich erklärt. Im vorgeschlagenen Versuchsaufbau werden 8 x 8 PAA-Panels mit integrierter Strahllenkung und Verstärkung für die Sender- und Empfänger-Frontends verwendet, was eine feine Strahllenkung im Azimut- und Elevationswinkel ermöglicht. Zum besseren Verständnis des Aufbaus werden die verwendeten PAAs beschrieben und charakterisiert. Darüber hinaus entspricht die Konfiguration des Versuchsaufbaus den 5G-Standards und überträgt 64-QAM-OFDM-Signale mit ca. 400 MHz Bandbreite bei einer Mittenfrequenz von 27 GHz in den Bändern n257 und n258.

Eine Messkampagne wird in verschiedenen Outdoor-Wireless-Szenarien durchgeführt, wobei der Endbenutzerempfänger an verschiedenen Orten und Ausrichtungswinkeln in Bezug auf den Sender positioniert wird. Für alle diese Messungen wird ein doppelter Sweep im Azimutwinkel beider PAAs durchgeführt, um die Leistung des Versuchsaufbaus in verschiedenen drahtlosen Szenarien zu bewerten. Darüber hinaus werden zwei verschiedene PAA-Konfigurationen getestet: Standard-SLL und niedrige SLL. Standard-SLL-Ergebnisse zeigen niedrigere EVM-Werte, während niedrige SLL die durch SLL verursachte Benutzerinterferenz reduziert. Daher gibt es einen klaren Kompromiss zwischen Benutzerintervention und individueller Benutzerleistung. Darüber hinaus werden LOS- und NLOS-Kommunikationen am selben Endbenutzerstandort verglichen, was einen fairen Vergleich zwischen beiden Verbindungstypen ermöglicht. Die erhaltenen EVM-Werte bestimmen, dass die LOS-Verbindung für die 64-QAM-Modulationsreihenfolge geeignet ist, während die NLOS-Verbindung in der Lage ist, Datenunterträger mit QPSK als Modulationsformat erfolgreich zu übertragen. Somit ist bewiesen, dass die auf PAAs basierende Strahlsteuerung im Falle einer Blockade der LOS-Kommunikation in der Lage ist, eine mögliche NLOS-Verbindung zu scannen und so die Zuverlässigkeit der mm-Wellen-Mobilkommunikation zu erhöhen.

Außerdem wird ein Vergleich der Leistung zwischen verschiedenen Endbenutzerstandorten hinsichtlich der Verbindungsentfernung durchgeführt. In diesem Vergleich wird deutlich, dass Bodenreflexionen die Systemleistung bei den getesteten Entfernungen beeinträchtigen könnten, da die erhaltene BER-Kurve als Funktion der Entfernung nicht monoton ansteigt. Insgesamt wird an allen realisierten Messstandorten eine hervorragende EVM- und BER-Leistung beobachtet, wobei eine maximale Entfernung von 165,5 m mit einer BER unter der 25 % OH FEC-Grenze und einem Enddurchsatz von 1,61 Gbit/s erreicht wird. Mit dem vorgeschlagenen IFoF-Funksystem und den experimentellen Ergebnissen werden Schlüsselelemente bereitgestellt, um einen robusten mm-Wellen-Funk-Fronthaul basierend auf IFoF- und PAA-Technologien geeignet zu realisieren. Darüber hinaus stärken die hervorragenden BER/EVM-Ergebnisse der Messkampagne das drahtlose IFoF in Kombination mit PAA als bevorzugte Lösung für den Transport und die Übertragung von mm-Wellen-Signalen mit hoher Bandbreite in zukünftigen 5G/6G-Netzwerken.

Die erzielten Ergebnisse liefern ein Proof-of-Concept-System im Frühstadium mit Prototyp-Hardware, das realistische Leistungsschätzungen der physikalischen Schicht für die mm-Wellen-Übertragung liefert, einschließlich. CCAM-Anwendungsfälle, für die die eingesetzten PAAs ein realistischer Formfaktor wären. Eine weitere Demonstration vollständiger CCAM-Dienste und Anwendungsfälle würde eine weitere Integration höherer Steuerungsfunktionen sowie damit verbundener Dienste wie Lokalisierung und relevanter Radar- und/oder Lidar-Sensoren erfordern.

Die während der aktuellen Studie aufgezeichneten und analysierten Datensätze zur Bewertung der Übertragungsleistung sind auf begründete Anfrage beim entsprechenden Autor erhältlich.

Die in dieser Studie verwendeten Daten zu den Antennenarrays, der Charakterisierung und der Strahlformung sind von NXP Semiconductors erhältlich, es gelten jedoch Einschränkungen für die Verfügbarkeit dieser Daten, die mit besonderer Genehmigung für die aktuelle Studie verwendet wurden und daher nicht öffentlich verfügbar sind. Daten sind von den Autoren auf begründete Anfrage und nur mit ausdrücklicher Genehmigung von NXP Semiconductors erhältlich.

Jiang, W., Han, B., Habibi, MA & Schotten, HD Der Weg zu 6G: Eine umfassende Umfrage. IEEE Open J. Commun. Soc. 2, 334–366. https://doi.org/10.1109/OJCOMS.2021.3057679 (2021).

Artikel Google Scholar

3GPP. FG IMT-2020: Funkübertragung und -empfang von Benutzergeräten (UE). 3GPP TR 38.101-2, Version 18.1.0 (2023).

Morthier, G., Roelkens, G. & Baets, R. Optische versus HF-Freiraumsignalübertragung: Ein Vergleich von optischen und HF-Empfängern basierend auf Rauschäquivalentleistung und Signal-Rausch-Verhältnis. IEEE J. Sel. Spitze. Quant. Elektron. 28, 1. https://doi.org/10.1109/JSTQE.2021.3129250 (2022).

Artikel Google Scholar

Hemadeh, IA, Satyanarayana, K., El-Hajjar, M. & Hanzo, L. Millimeterwellenkommunikation: Physikalische Kanalmodelle, Designüberlegungen, Antennenkonstruktionen und Verbindungsbudget. IEEE-Komm. Überleben. Tutor. 20, 870–913. https://doi.org/10.1109/COMST.2017.2783541 (2018).

Artikel Google Scholar

Kutty, S. & Sen, D. Beamforming für Millimeterwellenkommunikation: Eine umfassende Umfrage. IEEE-Komm. Überleben. Tutor. 18, 949–973. https://doi.org/10.1109/COMST.2015.2504600 (2016).

Artikel Google Scholar

Roth, K., Pirzadeh, H., Swindlehurst, AL & Nossek, JA Ein Vergleich von Hybrid-Beamforming und digitalem Beamforming mit ADCs mit niedriger Auflösung für mehrere Benutzer und unvollständigem CSI. IEEE J. Sel. Spitze. Signalprozess. 12, 484–498. https://doi.org/10.1109/JSTSP.2018.2813973 (2018).

Artikel ADS Google Scholar

Omam, ZR et al. Passive Ka-Band-Phased-Array-Antenne mit substratintegriertem, wellenleiterabstimmbarem Phasenschieber. IEEE Trans. Antennenpropag. 68, 6039–6048. https://doi.org/10.1109/TAP.2020.2983838 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

Huang, M.-Y., Chen, Y.-W., Peng, P.-C., Wang, H. & Chang, G.-K. Ein selbststeuernder Strahlformer mit vollem Sichtfeld für den mobilen 5G-mm-Wellen-Glasfaser-Fronthaul. J. Lightwave Technol. 38, 1221–1229. https://doi.org/10.1109/JLT.2019.2956667 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

Ranaweera, C., Wong, E., Nirmalathas, A., Jayasundara, C. & Lim, C. 5G C-RAN mit optischem Fronthaul: Eine Analyse aus Sicht der Bereitstellung. J. Lightwave Technol. 36, 2059–2068. https://doi.org/10.1109/JLT.2017.2782822 (2018).

Artikel ADS Google Scholar

Moerman, A. et al. Über 5G hinaus ohne Hindernisse: verteilte mmwave-over-Fibre-Antennensysteme. IEEE-Komm. Mag. 60, 27–33. https://doi.org/10.1109/MCOM.001.2100550 (2022).

Artikel Google Scholar

Fiorani, M. et al. Modellierung der Energieleistung von C-RAN mit optischem Transport in 5g-Netzwerkszenarien. J. Opt. Komm. Netw. 8, B21–B34. https://doi.org/10.1364/JOCN.8.000B21 (2016).

Artikel Google Scholar

Browning, C., Dass, D., Townsend, P. & Ouyang, X. Orthogonales Chirp-Division-Multiplexing für zukünftige konvergierte optische/Millimeterwellen-Funkzugangsnetze. IEEE Access 10, 3571–3579. https://doi.org/10.1109/ACCESS.2021.3137716 (2022).

Artikel Google Scholar

Rommel, S. et al. Auf dem Weg zu einem skalierbaren 5G-Fronthaul: Analogfunk über Glasfaser und Raummultiplex. J. Lightwave Technol. 38, 5412–5422. https://doi.org/10.1109/JLT.2020.3004416 (2020).

Artikel ADS CAS Google Scholar

Kim, J. et al. MIMO-unterstützendes Radio-over-Fiber-System und seine Anwendung in mmwellenbasierten 5G-Mobilfunknetzen für den Innenbereich. J. Lightwave Technol. 38, 101–111. https://doi.org/10.1109/JLT.2019.2931318 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

Thomas, VA, El-Hajjar, M. & Hanzo, L. Millimeterwellenradio über faseroptische Aufwärtskonvertierungstechniken, die auf Verbindungsnichtlinearität basieren. IEEE-Komm. Überleben. Tutor. 18, 29–53. https://doi.org/10.1109/COMST.2015.2409154 (2016).

Artikel Google Scholar

Che, D. Analoger vs. digitaler Funk über Glasfaser: Eine Debatte über die spektrale Effizienz aus der SNR-Perspektive. J. Lightw. Technol. 39, 5325–5335. https://doi.org/10.1109/JLT.2021.3102220 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Sung, M. et al. Demonstration eines IFOF-basierten mobilen Fronthauls im 5G-Prototyp mit 28-GHz-Millimeterwelle. J. Lightw. Technol. 36, 601–609. https://doi.org/10.1109/JLT.2017.2763156 (2018).

Artikel ADS Google Scholar

Nagayama, T., Akiba, S., Tomura, T. & Hirokawa, J. Photonikbasierte Fernstrahlformung im Millimeterwellenband einer Array-Antenne mit integrierter Fotodiode unter Verwendung einer variablen optischen Verzögerungsleitung und eines Dämpfungsglieds. J. Lightw. Technol. 36, 4416–4422. https://doi.org/10.1109/JLT.2018.2821185 (2018).

Artikel ADS CAS Google Scholar

Perez Santacruz, J. et al. Inkohärenter optischer Strahlformer für ARoF-Fronthaul in mm-Wellen-5G/6G-Netzwerken. J. Lightw. Technol. 41, 1325–1334. https://doi.org/10.1109/JLT.2022.3221861 (2023).

Artikel ADS Google Scholar

Perez Santacruz, J., Rommel, S., Johannsen, U., Jurado-Navas, A. & Tafur Monroy, I. Analyse und Kompensation von Phasenrauschen in mm-Wellen-OFDM-ARoF-Systemen für mehr als 5G. J. Lightw. Technol. 39, 1602–1610. https://doi.org/10.1109/JLT.2020.3041041 (2021).

Artikel ADS Google Scholar

Jang, S., Jo, G., Jung, J., Park, B. & Hong, S. Eine digitalisierte ZF-über-Glasfaser-Übertragung basierend auf Tiefpass-Delta-Sigma-Modulation. IEEE Photon. Technol. Lette. 26, 2484–2487. https://doi.org/10.1109/LPT.2014.2361753 (2014).

Artikel ADS Google Scholar

Konstantinou, D. et al. Hochleistungs-Echtzeit-Hybrid-optisch-drahtloser 5G-Fronthaul mit dynamischer Strahlsteuerung. In: 26. Optoelektronik- und Kommunikationskonferenz, W2B.3 (Optica Publishing Group, Hongkong, China) (2021) https://doi.org/10.1364/OECC.2021.W2B.3.

Ruggeri, E. et al. Ein drahtloser 5G-Glasfaser-WDM-Fronthaul mit 4 Gbit/s für eine flexible 360°-Abdeckung in V-Band-Massive-MIMO-Kleinzellen. J. Lightwave Technol. 39, 1081–1088. https://doi.org/10.1109/JLT.2020.3029608 (2021).

Artikel ADS CAS Google Scholar

Vagionas, C. et al. Linearitätsmessungen an einer drahtlosen 5G-mmwave-Glasfaser-IFoF-Fronthaul-Verbindung mit analoger HF-Strahlformung und \(120^{\circ }\)-Steuerung. IEEE-Komm. Lette. 24, 2839–2843. https://doi.org/10.1109/LCOMM.2020.3019733 (2020).

Artikel Google Scholar

Ruggeri, E. et al. Mehrbenutzer-V-Band-Uplink mit einer massiven MIMO-Antenne und einem Glasfaser-IFoF-Fronthaul für 5G-mmWellen-Kleinzellen. J. Lightw. Technol. 38, 5368–5374. https://doi.org/10.1109/JLT.2020.2984374 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

Kanta, K. et al. Analoge Glasfaser-Downlink-Übertragung von IFoF/mmWave über vor Ort bereitgestellte Legacy-PON-Infrastruktur für 5G-Fronthauling. J. Opt. Komm. Netw. 12, D57–D65. https://doi.org/10.1364/JOCN.391803 (2020).

Artikel Google Scholar

Argyris, N. et al. Eine analoge mobile 5G-mmwave-Glasfaser-IFoF-Fronthaul-Verbindung mit einer Multiband-Funkkapazität von bis zu 24 Gbit/s. J. Lightw. Technol. 37, 2883–2891. https://doi.org/10.1109/JLT.2019.2897109 (2019).

Artikel ADS CAS Google Scholar

Sung, M. et al. RoF-basiertes Funkzugangsnetzwerk für 5G-Mobilkommunikationssysteme im 28-GHz-Millimeterwellenbereich. J. Lightw. Technol. 38, 409–420. https://doi.org/10.1109/JLT.2019.2942636 (2020).

Artikel ADS Google Scholar

den Ouden, J. et al. Entwurf und Bewertung einer Fernfahrarchitektur in 4G- und 5G-Mobilfunknetzen. Vorderseite. Fut. Transp. 2, 1. https://doi.org/10.3389/ffutr.2021.801567 (2022).

Artikel Google Scholar

Schulpen, R., Bronckers, LA, Smolders, AB & Johannsen, U. 5G-Millimeterwellen-NLOS-Abdeckung unter Verwendung von spiegelnden Gebäudereflexionen. In: 14. Europäische Konferenz zu Antennen und Ausbreitung (EuCAP). (Kopenhagen, Dänemark, 2020) https://doi.org/10.23919/EuCAP48036.2020.9136044.

NXP Semiconductors. MMW9014K. Online-Zugriff https://www.nxp.com/products/radio-frequenz/5g-mmwave/24-25-ghz27-5-ghz-4-channel-dual-polarized-analog-beamforming-integrated-schaltung:MMW9014K.

Brock, BC Die Anwendung von Taylor-Gewichtung, digitalen Phasenschiebern und digitalen Dämpfungsgliedern auf Phased-Array-Antennen. Ph.D. Diplomarbeit, Sandia National Laboratories (SNL). https://doi.org/10.2172/932884 (2008).

Perez Santacruz, J., Nazarikov, G., Rommel, S., Jurado-Navas, A. & Tafur Monroy, I. Bidirektionaler ARoF-Fronthaul über Multicore-Glasfaser für die mm-Wellen-Kommunikation über 5G hinaus. Opt. Komm. 521, 128591. https://doi.org/10.1016/j.optcom.2022.128591 (2022).

Artikel CAS Google Scholar

Meyer, E., Bressner, TAH, Bart Smolders, AB & Johannsen, U. Miniaturisierte konische Wellenleiterfiltenna für 5G-Millimeterwellen-Basisstationen. Auf der 15. Europäischen Konferenz zu Antennen und Ausbreitung (EuCAP) (Düsseldorf, Deutschland, 2021) https://doi.org/10.23919/EuCAP51087.2021.9411045.

Qi, Y., Hunukumbure, M., Nam, H., Yoo, H. & Amuru, S. Über den Entwurf des Phasenverfolgungsreferenzsignals (PT-RS) für 5G New Radio (NR). In IEEE 88th Vehicular Technology Conference (VTC-Fall) (Chicago, IL, USA, 2018). https://doi.org/10.1109/VTCFall.2018.8690852.

Ha, Y. & Chung, W. Eine Feedforward-Teilphasenrauschminderung im Zeitbereich unter Verwendung eines zyklischen Präfixes für CO-OFDM-Systeme. J. Opt. Soc. Korea 17, 467–470 (2013).

Artikel Google Scholar

Xiong, X., Jiang, B., Gao, X. & You, X. DFT-basierter Kanalschätzer für OFDM-Systeme mit Leckageschätzung. IEEE-Komm. Lette. 17, 1592–1595. https://doi.org/10.1109/LCOMM.2013.060513.130891 (2013).

Artikel Google Scholar

An, X. et al. Beam-Switching-Unterstützung zur Lösung von Verbindungsblockierungsproblemen in 60-GHz-WPANs. In IEEE 20th International Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, 390–394 (Tokio, Japan, 2009). https://doi.org/10.1109/PIMRC.2009.5449837.

Weiler, RJ, Peter, M., Keusgen, W., Kortke, A. & Wisotzki, M. Millimeterwellen-Kanalsondierung von Bodenreflexionen im Freien. In IEEE Radio and Wireless Symposium (RWS), 95–97 (San Diego, CA, USA, 2015). https://doi.org/10.1109/RWS.2015.7129712.

G.975.1, I.-T. Vorwärtsfehlerkorrektur für DWDM-U-Boot-Systeme mit hoher Bitrate (2004).

Korrai, P. et al. Ein RAN-Ressourcen-Slicing-Mechanismus zum Multiplexen von eMBB- und URLLC-Diensten in OFDMA-basierten 5G-Wireless-Netzwerken. IEEE Access 8, 45674–45688. https://doi.org/10.1109/ACCESS.2020.2977773 (2020).

Artikel Google Scholar

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Die Autoren danken Marcel Geurts und Domine Leenaerts von NXP Semiconductors für die Erlaubnis, die im Experiment verwendeten 5G-mm-Wellen-Antennenpanels zu verwenden, sowie für die Unterstützung bei der Charakterisierung der Panels und dem Schreiben der erforderlichen Steuerungssoftware.

Diese Arbeit wurde von den geförderten Projekten 5G-MOBIX (GA-Nr. 825496), 5G STEP FWD (GA-Nr. 722429), IoTalentum (GA-Nr. 953442) und ECSEL JU BRAINE (GA-Nr. 876967) unterstützt und teilweise finanziert aus dem Forschungs- und Innovationsprogramm Horizon2020 der Europäischen Union. Darüber hinaus wurde diese Arbeit teilweise durch das NWO HTSM-Forschungsprojekt FREEPOWER (Nr. 17094) unterstützt, das vom niederländischen Forschungsrat finanziert wird.

Fakultät für Elektrotechnik, Technische Universität Eindhoven, 5600 MB, Eindhoven, Niederlande

Javier Pérez Santacruz, Elmine Meyer, Roel XF Budé, Catalina Stan, Antonio Jurado-Navas, Ulf Johannsen, Idelfonso Tafur Monroy und Simon Rommel

Forschungsinstitut für Telekommunikation (TELMA), Universität Málaga, 29010, Málaga, Spanien

Antonio Jurado-Navas

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JP, EM, RB, CS und SR haben zur Ausarbeitung dieses Manuskripts und zur Realisierung des Versuchsaufbaus und der Messungen beigetragen. RB und EM führten die Charakterisierung der PAAs einschließlich der Antennenkonfiguration durch. JP, SR und EM trugen zum Design des Versuchsaufbaus bei. JP realisierte den DSP und die Datenverarbeitung zur Erlangung der Ergebnisse. Alle Autoren überprüften das Manuskript und stimmten seiner endgültigen Fassung zu.

Korrespondenz mit Simon Rommel.

Die Autoren geben an, dass keine Interessenkonflikte bestehen.

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Nachdrucke und Genehmigungen

Pérez Santacruz, J., Meyer, E., Budé, RXF et al. Outdoor-mm-Wellen-5G/6G-Übertragung mit adaptiver analoger Strahlformung und IFOF-Fronthaul. Sci Rep 13, 13945 (2023). https://doi.org/10.1038/s41598-023-40112-w

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Eingegangen: 11. März 2023

Angenommen: 04. August 2023

Veröffentlicht: 25. August 2023

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-023-40112-w

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